无刷直流电动机电流滞环跟踪控制方法的研究
王兴贵，黄志勇，孙宗宇
（兰州理工大学，兰州730050）
摘要：通过无刷直流电动机数学模型，分析了无刷直流电动机产生电磁转矩波动的原因，在此基础上，提出采用电流滞环跟踪PWM控制方式来减小电磁转矩的波动。最后分别从理论推导和实验证明了采用电流滞环跟踪PWM控制方式时输出电流波形更接近理想的方波电流，减小了无刷直流电动机电磁转矩的波动。
关键词：无刷直流电动机；电流滞环跟踪控制；电磁转矩波动
中图分类号：TM36+l 文献标志码：A 文章编号：1001-6848( 2010) 02-0051-03
0引l 言
无刷直流电动机( BLDCM)不仅具有传统直流电动机良好的动、静态调速性能，并且具有结构简单、运行可靠、易于控制，无换相火花等优点，因而在现代工业领域中碍到了广泛的应用。然而，目前应用PWM控制技术的BLDCM控制器多是电压源型的。由于这类控制嚣输出的电流并不是理想方波电流，存在电磁转矩波动不可克服的缺点。本文中提出采用电流滞环跟踪PWM控制方法，通过直接控制檀电流以减小电动机电磁转矩的波动。该控制方法具有转矩波动小，电路简单易实现，适用于高性能的伺服控制系统。
1 无刷直流电动机的数学模型
无刷直流电动机及其驱动电路拓扑结构如图1所示。
假设三相绕组完全对称，气隙磁场为理想的方波；忽略齿槽、换相过程和电枢反应的影响；磁路不饱和，不计涡流和磁滞损耗等因素。则可以建立理想状态下BLDCM数学模型如式(1)：
式中，Ua、Ub、Uc为三相绕组端电压；ia、ib、ic为三相绕组电流；ea、eb、ec为三相绕组反电动势；UN为中性点对地电压；R、L为绕组等效电阻值和电感值；则可以建立电磁转矩方程为：
2 电磁转矩波动产生的原因
对于两相导通三相六状态无刷直流电动机，任一时刻总是两相导通，如图2所示。此时的电磁转矩为：
电动机转速方程为：
将式(4)、式(5)代入式(3)得：
由式(6)可知，电磁转矩正比于相电流，因此假设电流为理想的方波电流，则电磁转矩波动为零。然而实际情况下，由于电感的存在，使得相电流不能突变；而普通PWM调制方式，是通过调节输出PWM波的占空比来调节输出电压的大小，而达到电动机调速的目的；这样电流也就不一定为理想的方波电流，图3为其输出的A相相电流实验波形。
由图3可见，电动机A相导通期间，电流波形出现两个较大尖峰。由式(6)可知，电流出现尖峰将导致电动机的电磁转矩出现波动。为使输出电流波形接近理想的方波电流，采用了电流滞环PWM控制策略，直接对BLDCM相电流进行控制。
3 电流滞环PWM控制方案的确定
电流滞环PWM控制是基于反馈控制的思想，使实际输出电流围绕着给定的电流信号做锯齿形变化，与此同时，驱动电路输出的电压波形为不规则的PWM波。图4所示为电流滞环跟踪PWM输出电流波形。
电流滞环跟踪PWM的控制框图，如图5所示。当电动机A相中流过正相电流时，电流滞环比较环节根据检测到的电流值控制开关管V，通断；当电动机A相中流过反相电流时，控制开关管V的通断，B、C相同理。从而实现无刷直流电动机电流滞环跟踪控制的目的，此时定子绕组中流过的电流做锯齿形变化。
4电流检测电路
由上述分析可知，电流滞环跟踪控制理论通过将实际输出的电流值与给定电流值进行比较，从而控制各相功率开关管通断动作。因此相电流检测环节的精度就决定着该控制器的控制精度，图6为该控制器电流检测电路。
该检测电路使用精密仪表放大器检测主电路中串入的精密毫欧电阻两端的电压，进行差分放大，然后经过一级电压跟随器后送入单片机AD口。其中R4.R5将5v电压分压后，作为精密仪表放大器的参考电压，即仪表放大器输出电压基准值。
5实验和结果
通过对电流滞环跟踪PWM调制方式的分析，可知滞环宽度越小，实际输出电流波形越接近理想的方波。因此只要适当的选取滞环宽度，就可以得到较理想的电流波形，从而解决BLDCM的电磁转矩波动的问题。图7为系统框图，整个系统采用方波型BLDCM做为控制对象，额定参数：额定电压U=24 V；额定功率P=30 W；额定转速n=3 200 r/min;转子极对数p=2。控制核心采用电机专控单片机，逆变器采用传统6开关拓扑结构，开关器件采用MOSFET。
图8为电流滞环跟踪PWM控制方式下A相电流输出波形。从图中可以看到，A相导通期间，不再有尖峰电流出现，而是趋予方波形状。这样也就消除了BLDCM由于尖峰电流而引起的电磁转矩的波动。
6结论
本文通过采用电流滞环跟踪PWM调制方式，使流过定子绕组中的电流更加接近理想的方波电流，消除了无刷直流电动机由于尖峰电流而引起的电磁转矩波动现象。从而提高无刷直流电动机的控制性能。
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